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资料下载地址：stm32正弦波逆变器设计
一、逆变器控制板原理图和pcb
二、逆变器直流升压原理图和pcb
三、代码
四、电路讲解
1、12v 电池输入的辅助电源电路
对于 12v
电池供电的逆变器，一般经过一级
rc
滤波给
pwm
芯片如
tl494,sg3525
等
供电即可。需要注意的是
r
的压降控制在
0.5v-1v
比较合适，因为一般
pwm
芯片最低工作
电压在
8v
左右，为了使电池在
10v
电压时还能工作，
r
上的压降不能过大。还有
pwm
芯
片供电电压过低容易引起不工作或对功率
mos
管驱动不足。
在要求比较高的情况下可以先把 10-15v
的电池电压升压到
15v,
再用
l7812
降压到稳定
的
12v
给
pwm
芯片供电，电路如下：
上图中 bt
为来自
12v
电池，电压变动范围为
10-15v.
采用了
mc34063
单片
dcdc
芯
片比较简单经济地实现了上述功能。
2、24v-48v 电池输入的辅助电源电路
3、 多路隔离辅助电源电路
4、高频逆变器前级电路的设计
逆变器前级电路一般采用推挽结构，这里主要讲解下开环和闭环的问题。供分析的电路
如下：
5、闭环前级变压器匝数比的设计
逆变器前级无论是开环还是闭环只是变压器的匝比和反馈环路的参数不同而已。比如需
要设计一个输入
12v,
变化范围为
10.5-15v
，输出电压为交流
220v50hz
的高频修正方波逆变
器。如果前级采用闭环结构，
12v
升压后的直流电压稳定在
270v
比较好，这样为了使输入
10.5v
时还能输输出
270v,
则变压器的变比大约为
(270+2vd)/(10.5-vds)/d,
其中
vd
为高压
整流管的压降，
vds
为前级
mos
管的压降，
d
为最大占空比。计算出来的结果大约是
28
。
特别注意的是当前级工作在闭环状态时，比如输入电压比较高的话，
d1,d3
正端整流出来的
脉冲的峰值将超过
270v,
占空比小于
1
需要
l1,c11
平滑滤波，所以
l1
不能省略，还要足够
大，否则
mos
管发热损耗很大。具体计算可根据正激类开关电源输出滤波电感的计算，这
里就不再赘述了。
6、 准开环前级变压器匝数比的设计
实际中的逆变器前级往往省略 l1
，从电路上看还是闭环稳压，电压也是通过
r1
进行反
馈，又是怎么回事呢？从上面闭环稳压的计算中可以看出，为了保持输出的稳定，变压器的
变比设计的比较大。逆变器前后级都稳压当然比较好，但也可以只是后级稳压，后级稳压在
ac220v,
我们可以把前级直流高压设计在最低
220v
就可以了，此时占空比为
50%
。如果前
级直流高压大于
220v
我们可以自动把占空比调小点，这样输出交流电也稳定在
220v
了。
用这种方式的话我们的变压器变比可以按输入
10.5v
时输出
220v
设计，计算结果变比大约
是
22.
这样输入
10.5-15v
变化时，前级高压的变动范围大约是
220-320v.
如果
l1
直接短路，
r1
去掉，这样就是一个纯开环的电路，只是有于变压器漏感尖峰的
存在，在逆变器空载时，前级输出的直流高压会虚高，对高压滤波电容和后级高压
mos
管
的安全不利。我们可以也接上
r1
做一个浅闭环反馈，限制空载高压在
320v,
超过
320v
时，
占空比会被控制到很小，这样高压滤波电容和后级高压
mos
管的安全得到了保证，空载电
流也减小了。前级这样设计的话，只要带很小的负载，前级占空比立刻拉到最大，前级直流
高压降到
320v
以下。
在正弦比逆变器的前级电路中也可以这样设计，对于输入 12v
输出
220v
的逆变器来说
可以把变压器的变比设计在
32
左右，这样前级直流高压的变化范围大约在
320-420v,
通过改
变后级
spwm
的调制度也可以保证后级输出
220v
电压的稳定。
四．高频逆变器后级电路的设计：
后级电路的基本功能就是把前级升压的高压直流电逆变成交流电。从结构来说全桥结构
用得最多。
下面以单相正弦波逆变器的后级电路为例讲解下，部分电路如下图：
7、正弦波逆变器 lc 滤波器参数的计算
要准确计算正弦波逆变器 lc
滤波器的参数确实是件繁琐的事，这里我介绍一套近似的
简便计算方法，在实际的检验中也证明是可行的。我的想法是
spwm
的滤波电感和正激类
的开关电源的输出滤波电感类似，只是
spwm
的脉宽是变化的，滤波后的电压是正弦波不
是直流电压。如果在半个正弦周期内我们按电感纹波电流最大的一点来计算我想是可行的。
下面以输出
1000w220v
正弦波逆变器为例进行
lc
滤波器的参数的计算，先引入以下
几个物理量：
udc:输入逆变
h
桥的电压，变化范围约为
320v-420v;
uo:输出电压，
0-311v
变化，有效值为
220v;
d:spwm 载波的占空比，是按正弦规律不断变化的；
fsw: spwm 的开关频率，以
20khz
为例；
io:输出电流，电感的峰值电流约为
1.4 io
；
ton：开关管的导通时间，实际是按正弦规律不断变化的；
l: lc 滤波器所需的电感量；
r:逆变器的负载电阻。
于是有：
l=( udc- uo) ton/(1.4 io) （1）
d= uo/ udc （2）
ton=d/ fsw= uo/（
udc* fsw
）
( 3)
io=uo/r (4)
综合(1),(3),(4)
有：
l=（
udc- uo)* uo/(1.4 io* udc* fsw)=r(1-uo/udc)/(1.4 fsw)
例如，一台输出功率 1000w
的逆变器，假设最小负载为满载的
15%
则
,
r=220*220/(1000*15%)=323ω
从 l= r(1-uo/udc)/(1.4 fsw)
可以看出，
uo=udc
的瞬间
l=0,
不需要电感；
uo
越小需要
的
l
越大我们可以折中取当
uo=0.5udc
时的
l=323*(1-0.5)/(1.4 *20000)=5.8 mh
这个值是按照输出
15% io
时电感电流依然连续计算的，所以比较大，可以根据逆变器
的最小负载修正，如最小负载是半载
500w
，
l
只要
1.7 mh
了。
确定了滤波电感我们就可以确定滤波电容
c
了，滤波电容
c
的确定相对就比较容易，
基本就按滤波器的截止频率为基波的
5-10
倍计算就可以了。其计算公式为
f
=
1/2
π
lc
五、资料清单
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